Nagysebességű A / D átalakító valós idejű kalibrálása

Paradise or Oblivion (Július 2019).

$config[ads_text] not found
Anonim

Eltávolítási hibák az A / D konverterekben a szoftver által meghatározott rádióalkalmazásokhoz

BY DJAMEL HADDADI
Műszaki vezető
Integrált eszköztechnológia
www.idt.com

A mobiladatok robbanása új vevőberendezéseket indít a kommunikációs infrastruktúrában, ami nagyobb kapacitást és nagyobb rugalmasságot biztosít. Ezek a következő generációs áramkörök olyan szoftver által definiált rádiórendszerek, amelyek energiahatékony RF A / D átalakítókon alapulnak, és képesek közvetlenül az antennán történő mintavételre, és nagy dinamikatartományt biztosítanak. Az ilyen A / D-k rendkívül fejlett CMOS technológiákban készültek, időfeltöredezett (TIADC) architektúrával, hogy nagyon magas mintavételi arányokat érjenek el. Ez az architektúra időben változó eltérési hibákat szenved, amelyek valós idejű kalibrálást tesznek szükségessé. Ebben a cikkben egy új háttérkalibrációs módszert ismertetünk a nyereség és az időzítési eltérések hibáira az alacsony komplexitású digitális jelfeldolgozó algoritmusok segítségével.

Nem megfelelő hibák a kétcsatornás TIADC-ben

Az A / D sebességének kétszeresének hatékony módja a párhuzamosan működtetni a fázisú mintavételi órákkal párhuzamosan. Az al-A / D-k átviteli funkcióinak elkerülhetetlen kis eltérései hamis hangokat eredményeznek, amelyek jelentősen lebontják az elérhető dinamikus tartományt. Négyféle elsődleges hiba létezik:

  1. Dc eltolási hiba
  2. Statikus nyereséghiba
  3. Időzítési hiba
  4. Sávszélesség hiba

A dc-eltolási hiba nagyon egyszerű a gyakorlatban a digitális kalibrálással. A sávszélesség-hiba a legnehezebben kezelhető, és általában gondos tervezéssel és elrendezéssel mérséklődik. Erre a cikkre összpontosítunk a nyereség és az időzítés hibakalibrációjáról, mivel ezek a dinamikus tartományveszteségek fő elemei.

Kalibrációs módszer

A gyakorlatban az A / D Nyquist sávszélességét soha nem használják teljes mértékben, és ennek egy töredékét általában az anti-aliasing szűrő forgatására szánják. Ez az ingyenes sáv kihasználható egy korlátozott kalibrációs jel beadására. A kalibráláshoz szinuszhullámot választunk ki, mivel könnyen generálható nagy spektrumú tisztasággal, amelyre két fő korlátot rendelünk:

  1. Az amplitúdó eléggé kicsi ahhoz, hogy elkerülje a dinamikus tartomány hatását, ugyanakkor elegendő becslési pontosságot biztosítson. A kísérletek azt mutatják, hogy a -40 dBFS -35 dBFS szinttartomány biztosítja a legjobb kompromisszumot egy 14 bites A / D esetében.
  2. A frekvencia az alábbi diszkrét értékekre korlátozódik a digitális jelfeldolgozó algoritmusok összetettségének csökkentése érdekében:

Ha F s a TIA / D mintavételi frekvencia, a P, K jel nélküli egész számok és S = + - 1 a kalibrációs jel helyétől függően a Nyquist zóna széléhez viszonyítva (lásd 1. ábra ). Ez a jel könnyen generálható chipen egy frakcionált N PLL-lel az A / D órajelének referencia jeleként. A K elég magas választásával a kalibrálási jel harmonikusai a hasznos sávon kívül jelennek meg, amely enyhíti a szűrési követelményeket. A nyereség-ingadozás beállítása a PLL kimenetén elhelyezett programozható csillapítóval érhető el.

1. ábra: A kalibrációs jel helyét mutató frekvencia-terv.

Ha x0 és x1 jelöli a két al-A / D kimenetét a kalibrációs jel bemenetként, az Eq. 1, hogy ez a két jel a következő kifejezéssel kapcsolódik (a zaj figyelmen kívül hagyva):

A lineáris szűrési képlet h 0 és h 1 együtthatói kifejezetten kapcsolódnak a g nyereséghez és az időzítési Δ t hibákhoz:

Ez a nemlineáris egyenletkészlet linearizálható és invertálható az elsőrendű közelítés alkalmazásával, tekintettel arra, hogy a mismatch hibák kis méretűek.

A becslési algoritmus három lépést tartalmaz:

  1. A kalibrációs jelet kivonjuk és töröljük az al-A / D-k kimenetéből egy LMS algoritmussal, így kapjuk az x0 és x1 diszkrét idős jeleket. Ez az algoritmus kalibrálási frekvencián digitális koszinusz / szin referencia jeleket igényel. A koszinus jel 4 K méretű kisméretű felkutatással (K <64 a gyakorlatban) generálódik. A szinusz jel a koszinból egyszerű késleltetéssel keletkezik.
  2. A h0 és h1 együtthatókat az extrahált x0 és x1 jelekből adaptív módon adaptáljuk, egy LMS algoritmust használva, amint azt a 2. ábra mutatja.
  3. A nyereség és az időzítési hibákat ezután kiszámítják az egyenletek linearizált sorozata alapján, amelyet az Eq. 3.

2. ábra: A nyereség és az időzítés hibáinak becslése egy kétcsatornás digitális adaptív szűrőn keresztül.

A becslés után a nyereség és az időzítési hibák egy digitális korrekciós motor táplálására szolgálnak. A nyereséget egyszerű digitális sokszorozóval kompenzálják. Az időzítési hiba korrekcióját módosított frakcionált késleltető szűrővel végezzük . A többfázisú és szimmetriát kihasználva csökkentik a szűrő implementációs komplexitását. Mind a becslési, mind a korrekciós motorok az A / D mintavételezési gyakoriságnál működnek. Lehetővé válik a mintavételezés a becslési blokkra a további optimalizálás érdekében.

A koncepció igazolása

Egy kompozit tesztjelet állítottunk elő, amely 300 MHz-es központú TM3.1, 20 MHz-es LTE vivőanyagot és 253, 44 MHz, -35 dBFS kalibrációs szinusz hullámot eredményezett, amely S = 1, K = 8, P = 2K volt a 3. ábrán bemutatott tesztbeállítás. Ez rendkívül nagy dinamikatartományt biztosít az alacsony zajszint és a nagyfokú lineáris D / A konverter és DVGA miatt. Használtak egy kereskedelmi forgalomban kapható 14 bites / 500 Ms / s TIA / D-t, amely nagyfelbontású hangolható nyereséget és időzítési hibákat tartalmaz. Az A / D nyers adatokat egy FPGA-val rögzítettük és feldolgoztuk kalibrációs algoritmussal Matlab szoftver segítségével. A TIA / D nyereséges és időzítési hibái körülbelül 0, 5 dB és 5 ps között lettek beállítva a legrosszabb esetben.

3. ábra: A teszt beállításának blokkdiagramja.
A 4. ábra az adatoknak a kalibrálás előtti és utáni spektrumát mutatja. Az LTE hordozható kép, a -80dBFS-nél a kalibrálás előtt kb. 30dB-tól -110dBFS-ig csökken a kalibrálás után. A kalibrációs jelet és a képét az extrakciós és törlési algoritmus teljes mértékben kiküszöböli. Ez a teljesítmény körülbelül 200 másodperces konvergencia-idő alatt valósult meg.

4. ábra: Teljesítmény spektrumok (TOP) előtt és kalibrálás után (alul) 300 MHz-es LTE hordozóval.

A kalibrálási jelet változatlanul tartották, és az LTE vivőközpont frekvenciáját 50 és 400 MHz között söpörték a frekvencia viselkedését. Az eredményül kapott kép elutasítása (lásd az 5. ábrát) azt mutatja, hogy a két első Nyquist zónában legalább 30 dB dinamikus tartományjavulást tart fenn. A várakozások szerint a kép elutasítása csökken a frekvenciával - amelyet a korrigált sávszélesség-hiba járul hozzá.

5. ábra: Kép elutasítása az LTE vivõközpont frekvenciájával rögzített kalibrációs jelnél.

Djamel Haddadi, technikai vezető, integrált eszköztechnológia, www.idt.com